第二階段的仿真是在***次仿真的基礎上，加入了高頻變壓器以及負載部分。第二階段仿真時針對整個電路的仿真，主要目的是對控制方案給以理論研究。閉環反饋控制中采用典型的PID控制模式，仿真過程通過對PID參數的調試加深對控制方案的理解，以便在后續主電路調試過程中能更有目的性的調試參數。主要針對輸出濾波電路的參數、PID閉環參數的設置以及移相控制電路的設計進行研究。仿真電路中輸出電壓設定值為60V，采樣值和設定值作差，偏差量經過PID環節反饋至移相控制電路。移相電路基于DQ觸發器，同一橋臂上PWM驅動脈波設置了死區時間，兩個DQ觸發器輸出四路PWM波分別驅動橋臂上四個開關管。該補償線圈產生的磁通與原邊電流產生的磁通大小相等。蘇州大量程電壓傳感器廠家直銷

隨著集成化和高頻化的發展，開關器件本身的功耗和發熱問題成為限制集成化和高頻化進一步發展的瓶頸，減小開關器件自身開關損耗促使了軟開關技術的推進。傳統的諧振式、多諧振技術可以實現部分開關器件的ZVC或ZCS，但是這類諧振存在器件應力高、變頻控制等缺點。脈沖寬度調制（PWM）效率高、動態性能好、線性度高，但是為了實現開關管的軟開關，須在電路中引進輔助的器件，這增加了主電路和控制電路的復雜性。在這樣的背景下，移相全橋技術應運而生。相較于其他的全橋電路，移相全橋充分的利用了電路自身的寄生參數，在合理的控制方案下實現開關管的軟開關。相較于傳統諧振軟開關技術，移相全橋變換器又具有頻率恒定、開關管應力小、無需輔助的諧振電路。基于以上對比分析，移相全橋變換器作為我們磁體電源系統中的補償電源。蘇州內阻測試儀電壓傳感器供應商接下來，我們可以討論兩個串聯電容器的電壓劃分。

首先滯后橋臂上開關管零電壓開通時，只有諧振電感提供換流的能量。諧振電感儲能必須大于滯后橋臂上諧振電容儲能加上變壓器原邊寄生電容儲能，在實際當中， 變壓器的原邊匝數較少， 且原邊大都用多股漆包線并繞。同時在滯后橋臂上開關管開通時，原邊電流近似為恒定，須在開關管觸發導通前諧振電容完成充放電。現在死區時間取為1.2us，結合滯后橋臂上開關管工況，諧振電感不僅為諧振電容提供充放電的能量，還向電源反饋能量，故電流ip小于超前橋臂上開關管開通時對應的電流，計算可得：Ip(lag)==10.6μH。結合諧振電感的參數協調確定諧振電容的值為10μH。

本項目逆變橋臂上有4個開關管，對應需要四個**的驅動電路。可選用的驅動電路有很多種，以驅動電路和IGBT的連接方式可以將驅動電路分為直接驅動、隔離驅動和集成化驅動。在此我們采用集成化驅動，因為相對于分立元件構成的驅動電路，集成化驅動電路集成度更高、速度快、抗干擾強、有保護功能模塊，并且也減小了設計的難度[25]。**終選用集成驅動電路M57962，如圖4-3和4-4所示為M57962L驅動電路和驅動信號放大效果圖。M57962 是 N 溝道大功率 IGBT 驅動電路，可以驅動 1200V/400A 大功率 IGBT， 采用快速型光耦合器實現電氣隔離，輸入輸出隔離電壓高達 2500V。電壓傳感器的輸入是電壓本身，輸出可以是模擬電壓信號、開關、可聽信號、模擬電流電平。

在實際的系統中，考慮到變壓器有原邊漏感的存在，實際選用的諧振電感值比計算的諧振電感值要小，工程調試中可以以計算得到的諧振電感值為基準，將諧振電感設計為可調電感，根據電路的實際情況調動諧振電感值來配合諧振電容完成零開通。本電路的仿真分為兩個階段，**階段仿真不納入全橋變換器變壓器的副邊，末端的負載用一個等效至原邊的電阻代替。此階段仿真主要是為了實現超前橋臂和滯后橋臂的所有開關管的軟開關，并且通過仿真的手段觀察開關管實現軟開關與電路中哪些參數關系**緊密，以及探討實現軟開關的臨界條件。通過觀測各個開關管承受電壓、流通電流和驅動信號之間的關系，加強對移相全橋電路的理解，為后續的參數設置和電路調試提供理論基礎。基于電光效應，在電場或電壓的作用下透過某些物質的光會發生雙折射。寧波霍爾電壓傳感器設計標準

按測量原理來分可以分為電阻分壓器、電容分壓器、電磁式電壓互感器、電容式電壓互感器、霍爾電壓傳感器等。蘇州大量程電壓傳感器廠家直銷

為了得到高精度、可控、快速反應的電源，首先想到的解決方案便是利用電力電子變換器。電力電子技術經過幾十年的發展，已經成為電力參數變換和控制的基本手段，尤其伴隨著新型電力電子器件的出現和發展，以及高頻化、軟開關和集成化技術的發展應用，電力電子技術可以滿足各種類型的電源要求。直流變換器是電力電子變換器的重要的一部分， 電力電子中 DC/DC 變換的方案 也有很多。按照是否具有電氣隔離的方式分類， 直流變換器可以分為隔離型和非隔 離型兩類。隔離型的直流變換器也可以看作為是非隔離型變換器加入變壓器轉變而 來的。蘇州大量程電壓傳感器廠家直銷